Trasmissione Numerica con Amplificatori Ottici Introduzione Gli amplificatori ottici sono dispositivi che consentono di incrementare la potenza del segnale ottico accoppiato in ingresso. Tali componenti risultano preziosi poiché consentono di amplificare il segnale in un collegamento, come vedremo, senza la necessità di conversioni elettro-ottiche e viceversa. Gli amplificatori ottici (in breve AO) si possono impiegare secondo le quattro configurazioni base riportate schematicamente nella figura seguente. Fig. 5.1 - Modi di utilizzo degli amplificatori ottici: (a) booster; (b) preamplificatore di segnale; (c) ripetitore non rigenerativo; (d) compensatore. Amplificatore di potenza (booster) per incrementare la potenza del segnale modulato da trasmettere. Il booster è utile quando non si desidera far operare il LASER di trasmissione ad alte potenze per problemi di affidabilità, stabilità e purezza spettrale. Preamplificatore di segnale per incrementare la sensibilità del ricevitore amplificando il debole segnale ricevuto prima della rivelazione. In questo caso l'AO si rivela utile per migliorare le prestazioni dei ricevitori DD. Ripetitore non rigenerativo (amplificatore di linea) per collegamenti multitratta a lunga distanza. Nella figura seguente si confronta lo schema di principio di un collegamento multitratta rigenerativo (a), avente ripetitori costituiti dalla cascata di un ricevitore optoelettronico e di un modulatore elettroottico, con quello di un collegamento multitratta trasparente (b) con AO. Fig. 5.2 - Ripetitori rigenerativi (a) e trasparenti (b) in un collegamento multitratta. I vantaggi principali della seconda configurazione risiedono nella maggiore semplicità del ripetitore e nella trasparenza del medesimo. I ripetitori rigenerativi sono, infatti, in grado di funzionare soltanto ad una ben determinata velocità di trasmissione e costituiscono un impedimento ad un eventuale incremento di capacità della tratta; gli AO sono, invece, componenti analogici con una larghissima banda passante (decine di THz) in grado di trattare segnali della più varia natura e larghezza di banda, che non pongono limiti su possibili modifiche della capacità della tratta stessa. Compensatore delle perdite di suddivisione in reti di distribuzione completamente ottiche. In tali reti, dopo alcuni stadi di suddivisione con componenti passivi, il segnale ottico può risultare troppo debole per essere utilizzato senza una adeguata amplificazione. È evidente che il progetto di un AO deve tenere conto dell'effettivo impiego a cui è destinato: ad esempio, un AO impiegato come preamplificatore dovrà privilegiare la caratteristica di bassa rumorosità nell'amplificazione di piccoli segnali mentre un booster dovrà fornire la massima potenza di uscita senza fenomeni di saturazione. 5.1 - Tipi di Amplificatori Ottici Dal punto di vista costruttivo gli amplificatori ottici si possono distinguere in tre grandi classi: Amplificatori a nonlinearità in fibra; Amplificatori a semiconduttore; Amplificatori a fibra drogata. Gli AO a nonlinearità in fibra si basano sugli effetti nonlineari Brillouin e Raman, già descritti in precedenza, a causa dei quali parte della potenza di un segnale esterno di pompa, ad un'opportuna lunghezza d'onda p, viene trasferita al segnale utile a lunghezza d'onda 0. La diffusione viene opportunamente stimolata dal segnale pompa in un tronco di fibra a nucleo stretto, al fine di massimizzare la densità di potenza, della lunghezza di qualche decina di metri. Le prestazioni dei due tipi di AO sono differenti nonostante che il fenomeno della diffusione stimolata sia simile per entrambi. L'AO Raman è caratterizzato da una larga banda del guadagno (decine di THz) e da un'alta potenza si saturazione (qualche Watt); normalmente la differenza di lunghezze d'onda 0 - p tra il segnale utile e quello della pompa è rilevante ed i due segnali possono essere accoppiati alla fibra sia in configurazione copropagante che contropropagante. Gli AO Raman sembrano particolarmente adatti per applicazioni in cui l'alta potenza e la banda larga siano essenziali come, ad esempio, la propagazione solitonica (descritta più avanti). Negli AO Brillouin, invece, il segnale utile e quello di pompa devono essere contropropaganti e devono presentare una piccola differenza di lunghezza d'onda. Si ottengono amplificatori con banda stretta (decine di MHz) inadatti per applicazioni a grande traffico ma che possono essere utili come elementi selettivi in frequenza in sistemi di multiplazione a suddivisione di frequenza, per realizzare filtri ottici attivi. Il principale svantaggio degli AO a nonlinearità in fibra è costituito dalla estrema potenza necessaria al pompaggio; per questo motivo essi vengono ritenuti inadatti, in generale, all'impiego nei sistemi ottici di trasmissione. Gli AO a semiconduttore e quelli in fibra drogata si basano su di un fenomeno completamente diverso; da un punto di vista costruttivo, come sarà chiaro tra poco, possono essere considerati LASER privi di retroazione ottica. Il meccanismo che autosostiene l'oscillazione viene inibito, facendo, ad esempio, in modo che le facce esterne della cavità di un LASER a semiconduttore ad iniezione siano rivestite di materiale antiriflettente; il fenomeno che è alla base dell'amplificazione ottica resta l'emissione stimolata all'interno della zona attiva del mezzo. Questi tipi di amplificatori ottici vengono anche detti ad onda progressiva (TWA, Travelling Wave Amplifiers) perché il segnale, per effetto dell'emissione stimolata, aumenta di ampiezza durante la propagazione nella zona attiva, come rappresentato nella figura seguente. Fig. 5.3 - Amplificatore a semiconduttore ad onda progressiva. Condizione necessaria all'emissione stimolata, come si ricorderà, è un sistema a due livelli con pompaggio per realizzare l'inversione di popolazione. Negli AO a semiconduttore ad onda viaggiante (SLA, Semiconductor LASER Amplifiers) il pompaggio è elettrico tra le bande di valenza e conduzione di una giunzione degenere fortemente drogata 15; negli amplificatori a fibra drogata (EDFA, Erbium-Doped Fiber Amplifiers) si implementa, invece, un sistema a tre livelli tra alcuni stati energetici degli atomi di Erbio dispersi nel reticolo amorfo della fibra e il pompaggio è ottico con un LASER ad un'opportuna lunghezza d'onda (generalmente 0.98 m, nel caso di un preamplificatore, o 1.48 m, nel caso di un booster) accoppiata al tronco di fibra attivo, come si vede rappresentato di seguito. Il tronco di fibra per gli EDFA è, generalmente, lungo qualche decina di metri. Fig. 5.4 - Schema di principio di un EDFA. 5.2 - Caratteristiche degli AO ad Onda Progressiva L'analisi teorica del sistema a due livelli implicita nel funzionamento degli EDFA e degli SLA, in particolare dalla risoluzione delle rate equations che descrivono l'evoluzione temporale delle popolazioni dei due livelli, consente di ricavare una semplice espressione per l'equivalente in banda base g(f) della risposta in frequenza del guadagno per unità di lunghezza del mezzo amplificatore (spettro Lorentziano): ove P è la potenza di segnale che transita attraverso una sezione del mezzo, PS è la potenza di saturazione del guadagno, g0 è il guadagno per piccoli segnali (P << PS) alla frequenza nominale di funzionamento e R è il tempo di rilassamento di dipolo (dell'ordine della decina di ps). La banda del guadagno per piccoli segnali, da intendersi in banda passante e, quindi, pari al doppio della banda a -3 dB dell'equivalente in banda base g(f), è banalmente Bg = 1/(R). La potenza di saturazione è definita come quel valore di potenza di segnale per cui il guadagno ottico è ridotto di 3 dB rispetto al valore massimo g0 e dipende dai parametri fisici dell'AO. Esaminiamo il funzionamento dell'AO nel caso di piccoli segnali. La banda dell'amplificatore, nel caso di piccoli segnali, può essere ricavata considerando la distribuzione spaziale della potenza all'interno della zona attiva del materiale. Indicando con z la coordinata lungo l'asse della cavità di uno SLA, o lungo la fibra di un EDFA, poiché g(f)*P(z) = dP(z)/dz, si ha, trascurando la dipendenza di g(f) da P(z) (P/PS0), ove Pin = P(0) è la potenza di ingresso; quindi, se la lunghezza della zona attiva è L, la potenza di uscita Pout = P(L) è data da . Si ricava, allora, la risposta in frequenza dell'amplificatore come ove G0 = exp{L*g0} è l'amplificazione alla frequenza nominale di funzionamento per piccoli segnali. La banda a -3 dB (in banda passante) dell'AO si ricava, imponendo G(f)/G0 = 1/2, come . Poiché ln(2) < 1 e L*g0 >> 1, la banda passante dell'amplificatore è più piccola di quella del guadagno; curve tipiche di risposta in frequenza che evidenziano tale fenomeno sono mostrate di seguito. Fig. 5.5 - Risposte in frequenza dei guadagni del mezzo g(f) e dell'AO G(f). Supponiamo, adesso, che l'amplificatore lavori in regime di onda continua alla frequenza nominale ed esaminiamo il fenomeno della saturazione dell'AO. Riprendendo in considerazione il termine P/PS di dipendenza dalla potenza nell'espressione del guadagno g(f), l'equazione di propagazione della potenza di segnale nel mezzo attivo può esprimersi nella forma da cui, integrando per separazione di variabili tra 0 ed L, si ha ovvero, introducendo il guadagno G = Pout/Pin, . L'effetto della saturazione è quello di far decrescere il guadagno G all'aumentare della potenza di ingresso Pin, rispetto al valore per piccoli segnali G0. La potenza di saturazione d'uscita Pout è definita come quella potenza che risulta ridotta di 3 dB rispetto al valore di potenza di uscita G0*Pin competente ad un amplificatore ideale privo di saturazione, con lo stesso guadagno per piccoli segnali. Si ottiene facilmente che e si nota che, per amplificatori ad alto guadagno, la Psat è praticamente indipendente dal guadagno dell'amplificatore stesso, il quale può essere variato variando, ad esempio, il grado di pompaggio. L'andamento caratteristico del guadagno G in funzione della potenza di uscita Pout è mostrato nella figura seguente. Fig. 5.6 - Guadagno dell'AO in funzione della potenza di uscita. Le caratteristiche di amplificazione al variare del guadagno per piccoli segnali sono, invece, mostrate di seguito. Fig. 5.7 - Caratteristiche ingresso-uscita dell'AO. 5.2.1 - Struttura degli SLA Gli amplificatori ottici SLA ad onda progressiva (TW-SLA) sono, come precedentemente accennato, LASER a cavità con rivestimenti antiriflettenti sulle facce estreme. Talvolta, anche usando tecniche particolari che consentono di ridurre la riflettività delle facce a circa lo 0.1%, si rivela difficile inibire i fenomeni di retroazione ottica nella cavità, che degradano le prestazioni del dispositivo. Per ovviare a tale problema si ricorre a strutture particolari come la tilted-stripe (mostrata nella figura seguente) in cui la zona attiva è inclinata per "rompere" la retroazione ottica. Fig. 5.8 - LASER a semiconduttore tilted-stripe. Valori tipici della potenza di saturazione dei TW-SLA in InGaAsP a 1.5 m sono compresi tra 0 e 10 dBm. Riportiamo nella figura seguente le caratteristiche tipiche di un TW-SLA, in cui la potenza di saturazione a -3 dB è indicata con una freccia sulla curva del guadagno per piccoli segnali G; dalla curva della risposta del guadagno in funzione di si può valutare la banda passante a -3 dB dell'amplificatore attorno ai 63 nm (8 THz). Fig. 5.9 - Curve del guadagno a varie lunghezze d'onda (a) e risposta del guadagno per varie correnti di iniezione (b) di un TW-SLA ad InGaAsP in III finestra. Una caratteristica indesiderata di questi dispositivi è la sensibilità al SOP del segnale di ingresso. Tale sensibilità è dovuta al diverso valore del guadagno g per i modi TE e TM, con una differenza che può arrivare fino ai 6 dB del guadagno G dell'amplificatore per i due modi ortogonali. Il SOP, per effetto della birifrangenza della fibra, varia nel tempo ed, in generale, si ha una sensibile fluttuazione della potenza del segnale amplificato. Una possibile soluzione a questo problema può essere l'uso in cascata di due dispositivi SLA identici disposti ortogonalmente. Si deve tenere conto, infine, che la bassa efficienza di accoppiamento delle fibre di ingresso/uscita al semiconduttore limitano, in pratica, il guadagno disponibile del dispositivo. D'altro canto uno SLA ha dimensioni molto ridotte, paragonabili a quelle di un diodo LASER e, quindi, pari a qualche centinaio di m, che lo rendono molto adatto all'integrazione in componenti attivi ottici miniaturizzati. 5.2.2 - Struttura degli EDFA Negli amplificatori a fibra drogata gli atomi di drogante (elementi delle terre rare come l'Erbio) nella concentrazione di qualche decina di parti per milione costituiscono l'elemento attivo per l'emissione stimolata. Come già accennato, gli EDFA sono basati su un sistema a tre livelli; più precisamente i livelli energetici che gli ioni Er3+ presenterebbero, se si trovassero isolati, vengono ad interagire con i livelli degli atomi di silicio nel reticolo amorfo. Per effetto di tale interazione ogni singolo livello degli Er3+ si suddivide (Stark Split) in molti livelli adiacenti estremamente ravvicinati, dando origine a "bande" energetiche centrate sui valori dei livelli dello ione indicati nella figura seguente; in tal modo la risposta del guadagno viene allargata rispetto al valore competente allo ione perché un elettrone eccitato può transire verso stati energetici inferiori emettendo su più lunghezze d'onda vicine, corrispondenti ai possibili salti tra un qualunque valore all'interno della banda superiore ed un qualunque valore all'interno della banda inferiore. Fig. 5.10 - Meccanismi di pompaggio degli ioni Er3+ nel reticolo amorfo del Silicio. L'allargamento viene anche favorito mediante drogaggio con ossidi di alluminio (AlO3) per arrivare ad una banda di amplificazione di circa 50 nm. Molte transizioni tra queste bande sono sfruttabili per il pompaggio dell'amplificatore, in modo da dar luogo ad emissione stimolata in III finestra. Tipicamente il pompaggio avviene con LASER a 0.98 m per la minima rumorosità o 1.48 m per il massimo guadagno; in particolare con un LASER di pompa a InGaAsP a 1.48 m si riesce ad ottenere un guadagno fino a 30 dB (come mostra la figura seguente). Fig. 5.11 - Curve del guadagno di un EDFA al variare della potenza di pompa Pp. L'analisi degli EDFA si rivela in realtà notevolmente più complessa di quella accennata in precedenza; il fenomeno dell'emissione spontanea non può essere accuratamente descritto dal sistema semplificato a due livelli che ha portato a quei risultati. Inoltre il nucleo della fibra di un EDFA viene spesso drogato con Germanio per aumentarne l'indice di rifrazione, complicando ulteriormente l'analisi. Le curve di risposta in frequenza e di guadagno sono, però, da ritenersi ancora qualitativamente valide. Un fenomeno caratteristico degli EDFA è la diminuzione del guadagno dell'amplificatore quando la lunghezza del tronco di fibra attiva viene aumentata oltre un certo valore "ottimo", come mostrato dai risultati di una complessa analisi teorica di un EDFA con pompa a 1.48 m mostrati nella figura seguente. Queste curve si possono interpretare osservando che la porzione di fibra "al di là" di una certa lunghezza ottima resta sostanzialmente priva di pompaggio, perchè la potenza di pompa è già stata interamente trasferita al segnale utile nel tratto di fibra antecedente. La fibra in eccesso assorbe, allora, il segnale utile provocando una diminuzione del guadagno. Ovviamente la lunghezza ottima dipende dalla potenza di pompa, cosicché i due parametri devono essere valutati congiuntamente con attenzione in sede di progetto. Per evitare problemi di questo tipo talvolta gli EDFA sono impiegati in una configurazione a doppia pompa (copropagante e contropropagante) per garantire migliore uniformità di pompaggio in tutto il tronco di fibra. Fig. 5.12 - Guadagno di un EDFA al variare della lunghezza del tronco di fibra attiva. Al contrario degli SLA, gli EDFA risultano insensibili al SOP del segnale in ingresso e non presentano particolari problemi di accoppiamento alle fibre di ingresso/uscita. Anche per questi motivi lo EDFA si sta sempre più affermando come l'AO per sistemi di trasmissione per antonomasia. Sfortunatamente gli EDFA non si prestano, però, alla miniaturizzazione (un tipico EDFA commerciale per sistemi di trasmissione ad alta capacità ha un contenitore delle dimensioni di 10÷20 cm) e non possono, quindi, allo stato attuale, essere impiegati nella fabbricazione di componenti ottici attivi integrati. 5.2.3 - Cifra di Rumore degli AO Come ogni componente attivo gli SLA e gli EDFA sono caratterizzati da un certo grado di rumorosità. La principale fonte di disturbo nell'amplificazione del segnale (che avviene, lo ripetiamo, tramite il fenomeno della emissione stimolata) è, come si può intuire, l'emissione spontanea della sezione attiva del materiale. L'emissione spontanea in ogni sezione viene amplificata contestualmente al segnale utile nella propagazione verso la faccia d'uscita del mezzo, cosicché il segnale amplificato è accompagnato da un disturbo aleatorio a media nulla intrinseco al processo di amplificazione detto emissione spontanea amplificata (ASE, Amplified Spontaneous Emission). Così come si suole fare per gli amplificatori a radiofrequenza, è d'uso caratterizzare la rumorosità di un dato AO attraverso la cifra di rumore FA. La definizione di FA in questo ambito deve essere specificata attentamente visto che il segnale ottico all'ingresso dell'amplificatore, contrariamente a quel che succede per i segnali elettrici, non è accompagnato da alcun disturbo. Si definisce, quindi, FA come il rapporto tra i rapporti segnale-rumore all'ingresso e all'uscita dell'AO, ove, però, tali grandezze sono convenzionalmente definite come i rapporti SNR misurabili all'uscita di un fotorivelatore p-i-n ideale assoggettato rispettivamente al segnale in ingresso ed in uscita all'AO. Questa definizione suggerisce anche una modalità di misura del parametro FA per la caratterizzazione della bontà di un dispositivo. Nell'ipotesi semplificativa di segnale CW lo (SNR)in è determinato dal solo rumore shot di fotorivelazione ed è dato da ove B è la banda equivalente di rumore del fotorivelatore. Per calcolare lo SNR all'uscita dell'amplificatore (in regime di funzionamento lontano dalla saturazione) è necessario conoscere la densità spettrale di potenza del rumore ASE. Si trova che tale d.s.p. è praticamente costante in una larga banda centrata sulla frequenza nominale f0 = c/0 (rumore bianco passa-banda) e vale in quest'ambito ove nsp è il fattore di emissione spontanea che è molto vicino ad 1 quando l'inversione di popolazione è spiccata. Dunque il campo elettrico associato al segnale all'uscita dell'amplificatore è del tipo ove e è il versore del campo, nA(t) è il rumore ASE e K è una costante legata alla distribuzione spaziale del campo. In assenza di perdite di accoppiamento (trascurando termini a frequenze somma) il segnale all'uscita del fotorivelatore è composto, oltre al rumore shot di fotorivelazione iSH(t), da tre termini derivanti dalla rivelazione del segnale: il termine utile di segnale, il termine di interazione segnale-rumore ed il termine dovuto alla rivelazione del solo rumore di amplificazione: . Se il segnale all'ingresso dell'amplificatore non è estremamente piccolo, si trova che il termine n2A(t) dovuto al solo rumore d'amplificazione è trascurabile nel calcolo del rapporto (SNR)out nei confronti del termine di interazione segnale-rumore (lo si consideri come un infinitesimo di ordine superiore); i termini notevoli sono dunque quelli relativi al rumore shot ed al rumore di amplificazione convertito dal segnale nella banda del fotorivelatore. Il processo di conversione che si attua nella fotorivelazione è simile a quello realizzato intenzionalmente nei ricevitori coerenti tramite la combinazione tra il segnale ricevuto ed il LASER locale. La componente di ASE convertita in banda base è "rinforzata" dall'interazione col segnale utile amplificato e si rivela dominante anche nei confronti del rumore shot, che viene così ulteriormente trascurato nel calcolo dello (SNR)out . La densità spettrale di potenza del disturbo i(t) dovuto al rumore di amplificazione convertito dal segnale è dunque 16 : e quindi . Eseguendo il rapporto tra (SNR)in e (SNR)out si ottiene la cifra di rumore all'AO . Quindi per un amplificatore ideale con inversione di popolazione totale FA = 3 dB, mentre in generale FA > 3 dB. Valori tipici sono attorno ai 6 dB per amplificatori commerciali. 5.3 - Ricevitori con Preamplificatore Ottico 5.3.1 - Ricevitori a Rivelazione Diretta Ci proponiamo adesso di analizzare il miglioramento della sensibilità di un ricevitore DD con diodo p-i-n che è possibile ottenere usando un AO come preamplificatore ottico del segnale IM/OOK ricevuto. Il calcolo della BER del ricevitore a filtro e soglia, mostrato nella figura seguente, è analogo a quello visto nel Cap. 4.2 e, con le stesse notazioni viste in Cap. 4.2, si ha ancora Fig. 5.13 - Ricevitore IM/DD a filtro e soglia. Per quanto riguarda il calcolo dei valori medi condizionati si ha facilmente: . Più delicato è, invece, il calcolo delle varianze condizionate. In presenza, infatti, dei segnali estremamente deboli che si hanno in corrispondenza di una BER del ricevitore pari a 10 -9, le considerazioni che hanno portato al calcolo della FA devono essere parzialmente modificate. In particolare, oltre al termine di disturbo derivante dalla interazione segnale-ASE (S-N), deve essere conteggiato anche il termine di interazione ASE-ASE (N-N) che risulta non più trascurabile per l'esiguità della potenza del segnale utile. Per il termine S-N dalla Si(f) si ottiene immediatamente una varianza: mentre il termine di interazione N-N, che risulta incorrelato con il precedente, fornisce un contributo di potenza di disturbo A pari a ove è la larghezza di banda ottica dell'amplificatore. Le varianze condizionate nella P(E) sono quindi poichè sia la potenza del rumore shot che del rumore termico di preamplificazione elettrica può essere trascurata nei confronti di questi due termini. Se indichiamo con il valore del rapporto ((1)z0 - (0)z0)/((1)z0 - (0)z0) tale che Q()=10 -9 (ricordiamo che è circa 6), la sensibilità del ricevitore OOK/DD resta determinata da da cui . Ponendo come di consueto B = 1/2T ed Nb = PMT/(2hf0), si ha infine . La sensibilità del ricevitore viene dunque a dipendere (attraverso il termine di rumore N-N) dalla banda dell'ASE . Come è chiaro, per massimizzare la sensibilità del ricevitore conviene abbassare la cifra di rumore dell'AO e ridurre la banda dell'ASE, ad esempio con un filtro ottico all'uscita dell'AO medesimo (incluso abitualmente nei componenti commerciali). Con il minimo valore possibile per , cioè =1/T, si ottiene Nb20.6*FA che, con l'ulteriore minimo valore di 3 dB per FA, promette una sensibilità di 41 fotoni/bit, all'incirca 6 dB peggiore del limite quantistico. La curva della BER del ricevitore in queste stesse condizioni è ottenibile come segue: Fig. 5.14 - Curva di BER del ricevitore DD con preamplificazione ottica nelle condizioni ottimali. ed è confrontata, nella figura precedente, con il limite quantistico della OOK stessa. La perdita di sensibilità di 6 dB a 10 -9 è evidente ma, al contrario del ricevitore DD con diodo p-i-n, il ricevitore con AO è, grazie all'amplificazione ottica, solo marginalmente influenzato dal rumore termico nello stadio di preamplificazione elettrica. 5.3.2 - Ricevitori Coerenti Con l'uso della preamplificazione ottica i ricevitori IM/DD possono dunque avvicinarsi molto alle prestazioni dei sistemi coerenti. Non c'è, al contrario, alcun vantaggio ad usare un AO come preamplificatore per un ricevitore coerente. Infatti, richiamando le relazioni viste per tali ricevitori, la corrente di fotorivelazione è data in questo caso da ovvero, eliminando i consueti termini a frequenza doppia, . Ripetendo i ragionamenti appena visti per il ricevitore DD si trova facilmente che l'unico termine di disturbo che influenza le prestazioni del ricevitore è quello dovuto all'interazione tra il rumore di amplificazione ed il LASER locale (l'ultimo nella relazione precedente); il termine di autointerazione del rumore di amplificazione può, infatti, essere trascurato, questa volta, nella consueta ipotesi di grande potenza del LASER locale. Eliminando le componenti continue ed i termini irrilevanti (ivi compreso il rumore shot) si ha dunque: in cui il termine di interazione ASE-LASER locale ha una densità spettrale di potenza (riportata in banda base) pari a avendo introdotto la densità spettrale di potenza Si(f) del rumore di fotorivelazione del ricevitore senza AO. Poichè la potenza del segnale utile è incrementata del guadagno G dell'AO e la d.s.p. del rumore è incrementata del fattore G*FA, si ha un peggioramento della sensibilità del ricevitore coerente preamplificato, rispetto al caso ideale di funzionamento in regime limitato dal solo rumore shot, pari esattamente alla cifra di rumore FA dell'AO. 5.3.3 - Amplificatori Ottici in Cascata Disponendo in cascata N amplificatori ottici aventi guadagni Gi, i = 1, ..., N e cifre di rumore FAi, i = 1, ..., N, si dispone di una amplificazione totale G pari a Inoltre l'i-esimo AO introduce un contributo (additivo) di ASE avente d.s.p., ricavata dalle relazioni viste, come segue: . Si ottiene il disturbo totale all'uscita dell'N-esimo AO derivante dai vari contributi di ASE, considerando che l'ASE dell'AO # 1 viene amplificata dagli (N-1) successivi AO, l'ASE del # 2 viene amplificata dai successivi (N-2) e così via. Poichè le varie ASE sono statisticamente indipendenti, si ottiene una d.s.p. del disturbo all'uscita dell'N-esimo AO pari a per cui la cifra di rumore equivalente della cascata di amplificatori risulta . 5.3.4 - Ripetitori Trasparenti In un collegamento multitratta è d'uso fare sì che l'AO i-esimo compensi esattamente l'attenuazione Li = exp{ -Li} della i-esima tratta cioè Gi = Li. In tal caso la potenza di segnale disponibile al ricevitore è esattamente pari alla potenza trasmessa PM e, come è semplice verificare, la cifra di rumore equivalente totale che può essere usata nel calcolo della sensibilità del ricevitore è pari alla somma delle cifre di rumore dei singoli AO, . 5.4 - Architetture dei Sistemi Ottici di Telecomunicazione sistemi di telecomunicazione tra punti fissi (quindi in particolare quelli che utilizzano la fibra ottica come portante) possono essere classificati secondo una delle seguenti architetture: Collegamenti punto-punto; Reti di distribuzione (punto-multipunto); Reti locali (LAN, Local Area Network), metropolitane (MAN, Metropolitan Area Network) o estese (WAN, Wide Area Network) per comunicazioni multipunto-multipunto. Fino ad oggi la trasmissione su fibra ottica ha trovato applicazione quasi esclusiva nell'ambito della prima categoria ma l'evoluzione della tecnologia (elettro-ottica) lascia già intravedere l'imminente sviluppo di reti in fibra per distribuzione e per scambio dati su base locale o estesa, fino ad una penetrazione capillare verso i cosiddetti utenti finali (end-user), cioè gli abbonati, siano essi organizzazioni o singoli. Vale dunque la pena specificare brevemente qui di seguito la struttura generale delle reti in fibra secondo le architetture appena menzionate. 5.4.1 - Collegamenti Punto-Punto Nei collegamenti punto-punto si ha interesse a connettere direttamente una sorgente dati ed il relativo utilizzatore. Tipicamente tali collegamenti portano traffico ad alta capacità su distanze che possono variare da qualche chilometro fino a migliaia di chilometri nei cavi sottomarini e costituiscono la "spina dorsale" (backbone) delle reti telefoniche/dati PDH (Plesiochronous Digital Hierarchy) sia nazionali sia internazionali. A questo riguardo, per evitare i noti problemi di incompatibilità degli standard nei collegamenti internazionali (si pensi alla incompatibilità di fondo tra i fasci PCM primari europei a 2048 Kb/s ed il corrispondente standard T1 statunitense a 1544 Kb/s) l'ex-CCITT (Comitato Consultivo Internazionale per la Telefonia e la Telegrafia), ora ITU-T (International Telecommunications Union-T), ha prodotto una norma di standardizzazione della gerarchia dei collegamenti ad alta velocità chiamata SDH (Synchronous Digital Hierarchy, Gerarchia Sincrona Numerica) riconosciuta internazionalmente ed applicabile alle reti punto-punto ad alta velocità in fibra. Questa norma è scaturita dal perfezionamento ed estensione dello standard SONET (Synchronous Optical NETwork) elaborato negli Stati Uniti dalla Bellcore. Contrariamente agli standard PDH incompatibili, lo standard SDH è riconosciuto a livello mondiale e prevede tra l'altro la sincronizzazione globale di tutti i trasmettitori/ricevitori secondo specifiche molto stringenti. Le velocità di trasmissione SDH/SONET sono riassunte in Tab. 5.1. Si noti che la velocità primaria SDH è pari a circa 155 Mb/s e questo lascia intuire il campo di applicazione dello standard (collegamenti ad altissima capacità). Denominazione SDH Denominazione SONET Velocità (Mb/s)   OC-1 51.840 STM-1 OC-3 155.520 STM-4 OC-12 622.080 STM-16 OC-48 2488.32 (2.5 Gb/s) STM-64 OC-192 9953.28 (10 Gb/s) Tab. 5.1 - Velocità di trasmissione secondo gli standard SONET ed SDH OC sta per "Optical Carrier" (Portante Ottica). Collegamenti punto-punto su piccole distanze (da qualche decina fino a qualche centinaio di metri) sono anche usati per interconnettere più reti locali remote con una "spina dorsale" ad alta capacità (ad esempio, all'interno di un insediamento produttivo esteso, di un campus universitario e così via), ma non risultano impegnativi dal punto di vista trasmissivo. Quando la distanza da coprire eccede qualche decina di chilometri, il segnale diventa troppo debole per poter essere affidabilmente rivelato. È, quindi, necessario usare un collegamento a tratte multiple, al termine delle quali il segnale viene rigenerato con una coppia ricevitore/trasmettitore e viene rinviato alla tratta successiva, oppure viene amplificato con un amplificatore ottico senza nessun tipo di conversione ottico-elettrica, come è rappresentato simbolicamente nella figura seguente. Quando la velocità di trasmissione è molto alta, l'attenuazione del segnale può non risultare il fattore limitante le prestazioni della tratta, che risulta influenzata al contrario dai fenomeni di dispersione in fibra. Fig. 5.15 - Sistema di trasmissione punto-punto multitratta con rigeneratori (a) o amplificatori ottici (b). 5.4.2 - Collegamenti Punto-Multipunto Uno degli scenari più verosimili per lo sviluppo delle reti di telecomunicazione nel prossimo futuro vede le reti di distribuzione in fibra come uno dei settori trainanti nella seconda metà degli anni '90 e per tutto il decennio successivo. Si prevede, infatti, che i servizi avanzati di telecomunicazione (videotelefono, videoconferenza e teledidattica, fax a colori e/o di alta qualità, interconnessione di reti locali remote) già parzialmente introdotti al momento attuale attraverso le reti integrate a banda stretta (ISDN) nonché gli emergenti servizi multimediali che integrano audio e video previsti dagli standard B-ISDN (video su richiesta, teleacquisti, audio ad alta fedeltà), possano essere forniti solo attraverso una rete di capacità tale da richiedere l'impiego della fibra fino al sito di abbonato (la cosiddetta "fibra-in-casa"). I primi esempi di queste architetture di rete sono in via di sviluppo in Giappone, negli Stati Uniti D'America ed in Germania per la distribuzione di programmi televisivi via cavo (CATV), al momento con tecnica analogica, ma rapidamente espandibili verso i nuovi standard di trasmissione con formati numerici (MPEG2). La figura seguente schematizza le architetture principali di reti di distribuzione: centralizzata o ad albero (a), con successivi stadi di distribuzione verso l'utente finale attraverso splitter passivi o a bus (b), ove ogni utente è connesso attraverso un derivatore ottico passivo ad una fibra comune di distribuzione. Queste strutture presentano il problema della attenuazione del segnale, dopo successive suddivisioni nelle centrali di distribuzione per la prima architettura o dopo molti spillamenti di segnale dal bus nella seconda. La soluzione risiede ovviamente nell'uso di amplificatori ottici che evitano la necessità di costose rigenerazioni elettriche, compensando le perdite di suddivisione nelle reti centralizzate e ripristinando periodicamente il livello di segnale in fibra nelle reti a bus. Fig. 5.16 - Rete centralizzata (a) o a bus (b) per comunicazioni punto-multipunto. Le reti di distribuzione in fibra si trovano ancora ad uno stadio di sviluppo primordiale. In particolare non c'è accordo su quanto capillare debba essere la penetrazione della fibra verso l'utente finale per ottenere un buon compromesso tra il costo e le prestazioni, entrambi crescenti al crescere del grado di penetrazione. Nei paesi in cui è già sviluppata una rete di cavi in rame per la distribuzione di segnali televisivi si adotta generalmente un approccio ibrido che prevede il rame per la penetrazione finale nel sito dell'utente. In Italia il progetto SOCRATE (Sviluppo Ottico Coassiale della Rete d'Accesso TElecom) prevede similmente la realizzazione di una rete di comunicazione a larga banda basata sull'introduzione della fibra ottica e del cavo coassiale nella rete d'accesso per l'utente. Tale progetto consentirà una graduale evoluzione della rete italiana Telecom attraverso una fase di iniziale sovrapposizione di reti "parallele" che, a poco a poco, vanno ad integrarsi fino a fondersi in un'unica rete integrata. Specificamente una prima fase prevede l'attivazione di servizi di tipo diffusivo con una interattività nulla o molto limitata per mezzo di una rete ibrida fibra-coassiale che si affianchi all'attuale rete fonia-dati; una seconda fase prevede l'attivazione dei servizi ad elevata interattività (videotelefono, videoconferenza, video-su-richiesta, telemedicina ecc.) mediante la realizzazione della rete ottica per il trasporto dei servizi a larga banda, mantenendo comunque la funzionalità delle due preesistenti. La terza fase prevede, infine, l'integrazione degli attuali servizi a banda stretta con i servizi diffusivi ed interattivi. 5.4.3 - Collegamenti Multipunto-Multipunto Lo scopo delle reti locali (LAN) metropolitane (MAN) o estese (WAN),è quello di interconnettere un elevato numero di utenti fisicamente confinati in una certa area che desiderano scambiare dati con modo d'accesso casuale. Le principali topologie di reti locali, mostrate nella figura seguente, sono la rete a stella (a), la rete ad anello (b) e la rete a bus (c). Fig. 5.17 - Topologie base delle reti locali: (a) a stella, (b) ad anello, (c) a bus. Attualmente l'esempio principale di rete locale in fibra è la cosiddetta FDDI (Fiber Distributed Data Interface) il cui standard prevede una trasmissione a 1.3 m di 100 Mbit/s su fibra multimodo graded-index 62.5/125 m per applicazioni su medie distanze e fibra in plastica step-index 200 m per applicazioni LAN. Il protocollo d'accesso al mezzo (MAC, Medium Access Protocol) è di tipo Token-Ring IEEE 802.5. La FDDI ha trovato una certa diffusione come spina dorsale di collegamento tra LAN tradizionali su rame, o come LAN per interconnessione di utenti cooperativi con applicazioni impegnative (ad esempio elaborazione d'immagine). Ogni nodo FDDI è connesso con due distinte fibre, una per la ricezione e l'altra per la trasmissione da/verso il nodo precedente e da/verso quello successivo, come indicato nella figura seguente. Fig. 5.18 - Rete FDDI su fibra ottica. Il doppio anello garantisce tolleranza ai guasti del sistema. Se una tratta in fibra si interrompe, infatti, il commutatore di by-pass ripristina l'integrità della rete connettendo direttamente l'anello principale con quello di riserva nei nodi immediatamente a monte ed a valle della interruzione ed isolando, così, la tratta interrotta (come indicato nelle figura seguente). Fig. 5.19 - Meccanismo di tolleranza ai guasti della rete FDDI. Un secondo tipo di rete in fibra che ha avuto una certa diffusione è la cosiddetta DQDB (Distributed-Queue Dual-Bus), Standard IEEE 802.6 previsto per reti metropolitane con un limitato numero di utenti sparsi su di un territorio più vasto rispetto a quello coperto da una LAN. La DQDB opera su un doppio anello in fibra a 150 Mbit/s con due distinte code per le due distinte direzioni di trasmissione in ogni nodo e con due stazioni terminali dell'anello che generano le trame di sincronizzazione di tutta la rete. La strategia di accesso ad ogni coda è distribuita sui vari nodi e si basa sui due campi di controllo in ogni pacchetto chiamati rispettivamente B (Busy, pacchetto già in uso) ed R (Request, richiesta di messa in coda). Quando un nodo intende trasmettere sul bus B, sulla base del numero di R ricevuti sul bus A, sa quanti nodi a monte (relativamente al bus B di trasmissione) hanno già richiesto l'accesso al bus B e, quindi, attende il proprio turno utile di trasmissione (come indicato nella figura seguente). Fig. 5.20 - Rete DQDB su fibra ottica. In questa maniera ogni nodo conosce sempre ad ogni istante lo stato della rete ed è in grado di determinare quando sarà il proprio turno di trasmissione (coda distribuita). La lunghezza delle trame dei pacchetti della DQDB è inoltre fissata in 48 byte, cioè esattamente pari alla lunghezza del "carico utile" (payload) dei pacchetti delle reti ATM (Asynchronous Transfer Mode). Questo consente una più immediata interconnessione della DQDB ad eventuali WAN di tipo ATM per comunicazioni multipunto-multipunto a lunga distanza. Sono ancora in fase di ricerca, sviluppo e sperimentazione le reti di comunicazione interamente ottiche (All-Optical Networks) su area vasta che consentiranno il transito di elevate quantità di informazione d'utente sulle distanze e con le qualità caratteristiche dei sistemi punto-punto (le cosiddette information highways). È importante sottolineare che la tecnologia dei collegamenti punto-punto su fibra, ancorché in continuo progresso, si è orientata lungo direttrici principali riconosciute univocamente, pur nella diversità e incompatibilità dei vari prodotti commercializzati da differenti produttori. Viceversa il campo delle reti su fibra è tuttora in continua evoluzione e si trova ad uno stadio di sviluppo molto inferiore rispetto al settore dei collegamenti punto-punto. Per questo motivo si esamineranno in maggior dettaglio i soli criteri di progetto di questi ultimi, che ancora costituiscono la parte più rilevante del mercato dei sistemi ottici di telecomunicazione. 5.5 - Progetto di Collegamenti Punto-Punto Una volta analizzati in dettaglio i componenti che formano un sistema ottico di trasmissione e dopo aver considerato i principali metodi di modulazione per la trasmissione di informazioni numeriche, esamineremo brevemente i criteri con i quali si effettua il dimensionamento di massima per una tratta di assegnata velocità e lunghezza. Come già accennato, la limitazione sulla distanza che un collegamento in fibra a tratta singola può coprire viene da due fattori: l'attenuazione e/o la dispersione sperimentate dal segnale. Se il ricevitore ha una sensibilità Nb (cioè richiede Nb fotoni/bit per fornire la BER = 10 -9, ovvero richiede una corrispondente potenza media P = Nbhf0Rb) e il LASER di trasmissione fornisce una potenza media in fibra pari a PT, la lunghezza massima della tratta è ove è il coefficiente di attenuazione della fibra alla lunghezza d'onda di trasmissione, espresso in dB/km. Chiaramente i sistemi in II e III finestra con attenuazioni della fibra di 0.4 e 0.25 dB/km garantiscono tratte più lunghe dei sistemi in I finestra con attenuazione 2.5 dB/km. Poiché, inoltre, fissata la lunghezza d'onda 0, la potenza PT di trasmissione e la sensibilità Nb sono costanti, la lunghezza della tratta ha una dipendenza inversa dal logaritmo della velocità di trasmissione Rb. Anche per lunghezze minori di quella indicata un sistema ad alta velocità di trasmissione può diventare inutilizzabile a causa della dispersione intermodale o intramodale della fibra. Per sistemi in I finestra (0 = 0.85 m) usati con fibre multimodo step-index (MM-SI), la dispersione intermodale limita la capacità della fibra al valore Con i valori tipici = 0.02 e n1 = 1.47 il fattore è limitato a circa 10 MHz·km, che rende utilizzabili tali sistemi solo per basse capacità su piccole distanze. Usando invece fibre multimodo graded-index (MM-GI) con profilo ottimizzato (sistemi di I generazione), si trova che, con gli stessi valori di cui sopra, indica un prodotto banda·distanza di circa 4 GHz·km, ben maggiore di quello relativo alla fibra step. I sistemi in II finestra con fibre a modo singolo (SM) (II generazione) presentano la massima immunità nei confronti della dispersione intramodale. Si ricordi, infatti, che nell'intorno della lunghezza d'onda 0 = 1.3 m si ha D = 0. In queste condizioni diventa determinante il valore del parametro di dispersione differenziale S = dD/d, che comporta un certo grado di dispersione dipendente dalla banda del segnale trasmesso. Valori correnti del per i sistemi in II finestra sono dell'ordine di 125 GHz·km. I sistemi in II finestra risultano usualmente limitati dalle perdite sotto il Gbit/s (si ricordi che in seconda finestra l'attenuazione della fibra è pari all'incirca a 0.5 dB/km) e limitati dalla dispersione al di sopra di questo valore. Per i sistemi in III finestra (di III generazione) la dispersione del segnale può essere sensibile, poiché il coefficiente D vale all'incirca 17 ps/(nm·km) nell'intorno della lunghezza d'onda 0 = 1.55 m. In queste condizioni il ritardo differenziale massimo originato dalla dispersione intramodale è pari a t L*|D|*. Se si ammette di usare nel trasmettitore un LASER con una larghezza di riga sensibilmente più piccola della velocità di trasmissione Rb = 1/T, la larghezza spettrale del segnale trasmesso non è determinata dalle caratteristiche del LASER, bensì dalla velocità di trasmissione, ed è sostanzialmente pari alla Rb stessa, cosicché in termini di lunghezza d'onda si ha . Affinché l'interferenza intersimbolica per dispersione intramodale non degradi sensibilmente la qualità della trasmissione, si deve imporre come di consueto t1/T cosicché si ottiene: poiché la banda B del segnale modulato è all'incirca pari ad Rb = 1/T, si ha infine Per un sistema a 2.5 Gb/s la precedente indica una tratta teoricamente limitata per dispersione a 2000 km di lunghezza. In realtà anche per trasmettitori con LASER a riga stretta si ha una limitazione inferiore per fenomeni di dispersione in fibra a causa del chirp del LASER nella modulazione On/Off. Tenendo conto di questo fenomeno, si possono ottenere fattori dell'ordine dei 150 GHz·km, che rendono quindi i sistemi di III generazione superiori a quelli di II anche in regime limitato dalla dispersione. Si noti che i sistemi su cavo coassiale in rame sono caratterizzati da una attenuazione del segnale per unità di lunghezza che cresce come (B)1/2 (dovuta all'incremento per effetto pelle della resistenza del cavo per unità di lunghezza) e sono concorrenziali solo con le fibre multimodo e solo fino circa a 10 Mbit/s. Le limitazioni per attenuazione e dispersione appena discusse sono riassunte nella figura seguente che mostra i valori limite della lunghezza della tratta non ripetuta L di un collegamento su fibra in funzione della velocità Rb. La limitazione per attenuazione è calcolata supponendo una sensibilità del ricevitore pari a 80 fotoni/bit (ricevitore con EDFA) in III finestra e di 300 fotoni/bit (ricevitore con APD) in II finestra. Le limitazioni per dispersione sono calcolate con LASER Fabry-Pérot avente larghezza spettrale di 1 nm in II finestra e LASER monomodo a riga stretta in III finestra, cioè le condizioni tipiche di funzionamento dei sistemi rispettivamente di II e III generazione. Fig. 5.21 - Limitazioni per attenuazione e dispersione sulla capacità dei sistemi punto-punto. Per chiudere la discussione sulla capacità dei sistemi di trasmissione ottica in fibra ad alta velocità e lunga distanza, è utile reiterare il confronto tra le prestazioni di alcuni sistemi-tipo delle varie generazioni che si sono succedute, riassunte in Tab. 5.2. In particolare il cavo transatlantico TAT-12/13 non rappresenta lo stato dell'arte nella capacità dei sistemi di III generazione indicato nella tabella. Si deve, infatti, tenere conto che nei collegamenti transoceanici (così come nei sistemi di radiocomunicazione via satellite) sono preponderanti aspetti di gestione ed affidabilità che consigliano di non spingere la ricerca delle prestazioni fino ad un livello estremo. Generazione o tipo di sistema Tipo di Fibra Lunghezza d'onda (m) Capacità (Mb/s) Distanza indicativa (Km) I Multimodo GI 0.85 90 12 II Modo Singolo 1.3 565 45 III Modo Singolo 1.55 2500 100 Cavo sottomarino transatlantico TAT-8, 1988 Modo Singolo 1.3 2 x 140 40 Cavo TAT-9,1992 Modo Singolo 1.55 4 x 140 80 Cavo TAT-12/13, 1995 SM Dispersion-Shifted + EDFA 1.55 32 x 155 30-50 Doppio Anello Tab. 5.2 - Sistemi punto-punto ad alta capacità. Chiaramente aldilà degli aspetti fondamentali appena illustrati che impongono limiti invalicabili alle prestazioni dei sistemi analizzati, si devono tenere in considerazione nel progetto del collegamento anche altri fattori di carattere tecnologico che tendono a far ulteriormente peggiorare la qualità della tratta. Ad esempio, si deve evitare l'uso di LASER a banda stretta con fibre multimodo, perché i vari modi propagantesi in fibra possono interferire al fotorivelatore con un alto grado di correlazione temporale (dovuto all'alta coerenza temporale del LASER), provocando indebite fluttuazioni dell'ampiezza del segnale rivelato. Questo fenomeno, chiamato rumore modale (modal noise), non si manifesta, invece, nel caso di sistemi con LED, poiché la coerenza temporale del segnale trasmesso è in questo caso molto bassa. Fortunatamente il rumore modale è quasi sempre trascurabile in fibre monomodo, eccetto nei casi in cui la presenza di giunzioni o connettori lungo la fibra tenda ad innescare localmente un modo di propagazione di ordine superiore. Un fenomeno analogo è il cosiddetto rumore di partizione modale che coinvolge i LASER multimodo usati con fibre monomodo. Durante l'oscillazione di un LASER multimodo infatti, la potenza totale si ripartisce tra i vari modi di oscillazione in maniera aleatoria variabile anche rapidamente nel tempo. Poiché i vari modi del LASER si propagano in fibra subendo diversi ritardi a causa della dispersione intramodale, la corrente di fotorivelazione presenta fluttuazioni aleatorie che tendono a peggiorare la sensibilità del ricevitore anche in sistemi DD. La soluzione consiste ovviamente nell'impiego di LASER a modo singolo con un alto rapporto di soppressione dei modi laterali (MSR > 20 dB). Ulteriori aspetti sui quali può essere necessario fissare l'attenzione sono il chirp di frequenza e il rapporto di estinzione [Cap. 4.3]. Gli effetti di questi due fenomeni sono opposti, nel senso che un rapporto di estinzione grande tende a diminuire la sensibilità del ricevitore perché avvicina le correnti medie di fotorivelazione dei livelli "1" e "0" ma, poiché il LASER non viene in tal modo mai tenuto sotto soglia, tende a diminuire il fenomeno del chirp. La degradazione minima di sensibilità risultante dalla composizione dei due effetti contrastanti si ottiene con rapporti di estinzione non piccoli, come mostrato qualitativamente nella figura seguente. Una soluzione per entrambi i problemi è l'uso di un modulatore esterno con LASER CW, come nel modulatore ASK per sistemi coerenti. Fig. 5.22 - Ottimizzazione del rapporto di estinzione. Infine nel progetto di sistema si deve porre particolare attenzione a possibili riflessioni del segnale ottico all'interfaccia LASER-fibra o in una giunzione tra fibre. In particolare il LASER di trasmissione risulta molto sensibile a riflessioni del segnale che possono alterare sostanzialmente il funzionamento del medesimo, provocando un allargamento anche notevole dello spettro dell'emissione. Per ovviare a questo fenomeno è necessario accoppiare il LASER alla fibra attraverso un isolatore ottico, che impedisce la propagazione verso il LASER della luce riflessa. Fig. 5.23 - Schema di principio di un isolatore ottico. Tale componente, rappresentato in linea di principio nella figura precedente, è costituito da due lenti polarizzatrici con gli assi reciprocamente ruotati di 45 °, separate da una sezione di materiale otticamente non reciproco, ad esempio un cristallo YAG sottoposto ad un campo magnetico permanente parallelo alla direzione di propagazione del segnale. Per effetto Faraday (interazione del campo elettromagnetico del segnale luminoso con il campo magnetico esterno) viene indotta una rotazione della direzione di polarizzazione del segnale ottico. Tale rotazione è di 45° assoluti sia per il segnale diretto sia per quello riflesso. È chiaro dunque che l'eventuale segnale riflesso, dopo la propagazione attraverso la seconda lente e di nuovo attraverso il polarizzatore, si trova a 90° con la direzione di polarizzazione della prima lente e viene bloccato. La riflessione di segnale causa anche, per il meccanismo chiamato retroazione per riflessione, l'insorgere di modi spuri di oscillazione del LASER che si instaurano nella "cavità" delimitata dalle interfacce LASER/aria e aria/fibra. Ciò provoca un aumento anche notevole del rumore di intensità del LASER che degrada in particolare le prestazioni dei sistemi DD. Per evitare fenomeni di "saturazione" (floor) della curva di BER di un sistema DD, è necessario garantire un livello di isolamento ottico maggiore di 25 dB. Come è d'uso, anche nel progetto di collegamenti radio, i vari fattori che determinano le prestazioni di un dato collegamento in fibra in regime di funzionamento limitato dalle perdite vengono riassunti nel cosiddetto link budget, attraverso il quale è possibile effettuare un dimensionamento di massima della tratta, date le caratteristiche dei trasmettitori, fibra e ricevitori utilizzati. Se si conviene di misurare tutte le potenze ottiche in gioco in unità logaritmiche (ad esempio, dBm) e l'attenuazione della fibra, come del resto è d'uso, in unità di dB/km, la lunghezza della tratta L (in km) può immediatamente esprimersi come ove Lspl ed Lcon sono rispettivamente le perdite dovute ad eventuali giunzioni (splice) della fibra ed ai connettori tra la fibra ed il trasmettitore/ricevitore, mentre M è il cosiddetto "margine di sistema" che tiene conto dell'invecchiamento dei componenti durante il tempo di vita del collegamento allocando una aliquota aggiuntiva di potenza per compensare tali fenomeni. Il valore di Lcon può essere ricavato considerando una perdita tipica di 1 dB/connettore, mentre Lspl può essere trascurato in prima approssimazione quando le giunzioni sono eseguite a regola d'arte e sono in numero ridotto; Lspl può essere comunque valutata considerando una perdita tipica di 0.1 dB/splice. Il margine di sicurezza M è, invece, fissato attorno a 6÷8 dB, a seconda del tipo di applicazione. Per chiarire meglio quanto sopra indicato vediamo un Esempio: Si determini la massima lunghezza di una tratta su fibra per trasmissioni a 34 Mbit/s in I finestra (0 = 0.85 m) con un LASER di trasmissione che eroga 0.5 mW medi e con un ricevitore DD avente sensibilità +20 dB rispetto al limite quantistico. Dalle specifiche del ricevitore si ricava la sensibilità ad una BER pari a 10 -9 come Pmed = 100*10*(hc/0T) = -51 dBm Inoltre PT = -3 dBm e si può assumere Lcon = 2 dB, Lspl = 0. Fissando ulteriormente un margine di sicurezza di 6 dB, si ottiene che la massima lunghezza della tratta è pari a L = 16 km. È d'uso riassumere il link budget in una tabella che dettaglia le varie grandezze in gioco, come la Tab. 5.3 che segue. Grandezza Simbolo Valore Potenza Trasmessa PT -3 dBm Margine di sicurezza M 6 dB Perdite Connettori Lcon 2 dB Sensibilità RX Pmed -51 dBm Attenuazione totale tollerata PT - M - Lcon - Pmed 40 dB Attenuazione fibra 2.5 dB/km Lunghezza massima tratta L 16 km Tab. 5.3 - Link budget per l'esempio. Un ulteriore esempio, piuttosto dettagliato e con commenti riguardanti i diversi standard di trasmissione, può trovarsi al seguente link .

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